Содержание
Введение 2
1. Анализ технического задания 4
2. Расчет радиолинии 6
3. Разработка функциональной схемы передающей части спи 8
4. Разработка функциональной схемы приемной части спи 9
4.1 Функциональная схема приемника 9
4.2 Разделение на поддиапазоны. 9
4.3 Расчет ширины спектра принимаемого сигнала 10
4.4 Расчет чувствительности приемника 11
4.5 Расчет избирательности приемника 13
4.7 Предъявление требований к узлам 15
5. расчет узлов принципиальной схемы 17
5.1 Преселектор 17
5.2 Смеситель 22
5.3 Фильтры промежуточной частоты 23
5.4 Синтезатор частоты 24
5.5 Усилитель РЧ 33
5.6 Детектор 34
5.7 Оконечное устройство 34
6. Описание работы приемника 35
Заключение 36
Список используемой литературы 37
Приложение а – Схема электрическая функциональная (Э2) 38
Приложение б — Схема электрическая принципиальная (Э3) 39
Приложение в – Перечень элементов (ПЭ3) 40
Приложение г – Технические характеристики кабеля коаксиального радиочастотного РК-50-4-11 42
Приложение д – Технические характеристики биполярного транзистора КТ368А 43
Приложение л– Наиболее употребляемые ряды номинальных значений емкостей 47
Приложение м– Схема электрическая структурная (Э1) 48

Работа № 4161. Это ОЗНАКОМИТЕЛЬНАЯ ВЕРСИЯ работы, цена оригинала 1000 рублей. Оформлен в программе Microsoft Word.
Advertisement
Узнайте стоимость Online
  • Тип работы
  • Часть диплома
  • Дипломная работа
  • Курсовая работа
  • Контрольная работа
  • Решение задач
  • Реферат
  • Научно - исследовательская работа
  • Отчет по практике
  • Ответы на билеты
  • Тест/экзамен online
  • Монография
  • Эссе
  • Доклад
  • Компьютерный набор текста
  • Компьютерный чертеж
  • Рецензия
  • Перевод
  • Репетитор
  • Бизнес-план
  • Конспекты
  • Проверка качества
  • Единоразовая консультация
  • Аспирантский реферат
  • Магистерская работа
  • Научная статья
  • Научный труд
  • Техническая редакция текста
  • Чертеж от руки
  • Диаграммы, таблицы
  • Презентация к защите
  • Тезисный план
  • Речь к диплому
  • Доработка заказа клиента
  • Отзыв на диплом
  • Публикация статьи в ВАК
  • Публикация статьи в Scopus
  • Дипломная работа MBA
  • Повышение оригинальности
  • Копирайтинг
  • Другое
Прикрепить файл
Рассчитать стоимость

Оплата. Контакты

Введение
Радиоприемником называется устройство служащее для приема сообщений передаваемых посредством ЭМВ. Несмотря на разнообразие радиоприемных устройств все они состоят из приемной антенны самого радиоприемного тракта и оконечного устройства. Основными функциями выполняемыми приемником являются:
— выделение принимаемых сигналов из множества сигналов других радиостанций и помех;
— усиление принимаемых сигналов;
— детектирование принимаемых сигналов с целью выделения полезной информации.
Целью данного курсового проекта является проектирование приемника профессиональной связи. При разработке следует учитывать особенности приемника: тип приемника условия эксплуатации.
Развитие полупроводниковой электроники привело к новому направлению в разработке методов и устройств приема и обработки информации. Достижения современной микроэлектроники позволяют значительно улучшить основные параметры радиоприемников. Замена целых функциональных узлов и блоков радиоприемников интегральными микросхемами замена конденсаторов варикапами или варикапными матрицами позволяют использовать новые методы в конструировании радиоприемников таких как: синтез частот бесшумная настройка автоматическая регулировка полосы пропускания при изменении уровня входного сигнала программное управление приемником и т.д.
Проектирование радиоприёмников выполняется согласно техническому заданию. В техническом задании указываются общие требования требования к электрическим характеристикам(диапазон принимаемых частот чувствительность избирательность данные входов и выходов приёмника); конструктивные механические климатические эксплуатационные требования.
Высокие требования к электрическим характеристикам современных профессиональных приемников предопределяют их построение по схеме супергетеродина. Рассмотрение требований по чувствительности и избирательности дает материал для решения вопроса о структуре тракта прохождения сигналов способе разбивки на поддиапазоны числе преобразований частоты номиналах промежуточных частот и т. д. Следует отметить что в на-стоящее время реализация достаточно высоких требований по чувствительности не вызывает серьезных трудностей. Вместе с тем новые жесткие требования к многосигнальной избирательности динамическому диапазону приемника являются определяющими для выбора элементов и структуры тракта прохождения сигналов.
Анализ требований к частотной точности дает исходные данные для выбора системы стабилизации частоты способа установки и индикации частоты настройки. Для профессиональных приемников требования к частотной точности являясь определяющими для выбора системы стабилизации частоты в свою очередь в решающей степени влияют на структуру приемника в целом. Высокие требования к частотной точности профессиональных приемников есть следствие необходимости обеспечения устойчивой радиосвязи в том числе обеспечения возможности вхождения в связь без поиска и поддержания связи без подстройки.

1 Анализ технического задания

Как известно в настоящее время широкое распространение получают сигналы с угловой модуляцией дополнительно к этому идет тенденция к переходу на передачу информации в цифровой форме. Частным случаем угловой модуляции с использованием цифрового управляющего сигнала является фазовая манипуляция. В ТЗ предлагается разработать систему передачи информации именно с этим видом модуляции.
Фазовая манипуляция обладает существенным недостатком: эффектом обратной работы что выражается в переходе высокого уровня сигнала в низкий и наоборот. Такого недостатка лишена относительная фазовая манипуляция которая основана на том что каждый следующий передаваемый символ кодируется относительно предыдущего. Поэтому в курсовом проекте предлагается использовать именно относительную фазовую манипуляцию.
Рассмотрим построение приемной и передающей частей системы передачи информации. Передатчики ФМн сигналов строятся по следующему принципу: аналоговый сигнал приходит на АЦП полученный цифровой код преобразуется в относительный цифровой код который поступает на вход фазового модулятора. Фазовый модулятор представляет собой электронный ключ который коммутирует согласно относительному коду с выходом два канала: в первом – исходное несущее колебание во втором – тот же сигнал несущего колебания но сдвинутый по фазе на . В результате на выходе получаем фазоманипулированный сигнал который усиливается усилителем радиочастоты и поступает по фидерной линии к антенне.
Приемная часть имеет более сложное построение так как в свободном пространстве к полезному сигналу примешиваются помехи плюс к этому в эфире работают другие радиопередатчики частоты которых могут быть нежелательно близки к частоте принимаемого сигнала.
Выбор функциональной схемы РПрУ является довольно сложной инженерной задачей и во многом определяет параметры всего РПрУ (такие как избирательность и чувствительность) поэтому обоснование функциональной схемы будет представлено ниже. Однако отметим общие вопросы построения приемной части.
Сигнал с помехами приходит к антенне передается во входную цепь где происходит предварительная селекция и усиление сигнала далее происходит обработка сигнала (либо дополнительное усиление и детектирование – в приемниках прямого усиления; либо однократное или двукратное преобразование частоты исходного сигнала – в супергетеродинных приемниках). В конечном счете происходит детектирование принимаемого сигнала с помощью фазового детектора. Для детектирования сигналов с ОФМн применяются автокорреляционные детекторы далее полученный информационный сигнал переводиться из относительного кода в обычный и поступает на выход РПрУ либо в цифровой форме либо в аналоговой после ЦАП. В КП выходной сигнал является цифровым.
Чаще всего в приемниках профессиональной связи применяют двойное преобразование частоты что позволяет реализовать высокие параметры РПрУ обоснование выбора функциональной схемы приводиться ниже.
Кроме того в ТЗ заданы уровни избирательность по некоторым побочным каналам приема что должно найти свое отражение в проектировании приемной части СПИ (мы должны обеспечить определенными схемными и функциональными решениями заданные уровни избирательности РПрУ).

2 Расчет радиолинии

В качестве антенны используем разрезной линейный вибратор рисунок (Рисунок 1) [2]. Данная антенна обладает требуемым коэффициентом перекрытия по диапазону и простую конструкцию. Коэффициент усиления передающей антенны А =2.
Рисунок 1 — Разрезной линейный вибратор.
В качестве фидерной линии выберем радиочастотный кабель РК 50-4-11[1] (волновое сопротивление – 50 Ом затухание D = 01дБ/м). Длина фидерной линии 10м (8м – высота подвеса антенны и 2м – наземная часть фидера).
Потери кабеля:
L_пот=01∙10=1 дБ
Высота подъема антенны:
D=412(√(h_1 )+√(h_2 ))
D-дальность связи = 30 км;
h_1=h_2=h
h=18 м
Рисунок 2- Схема линии радиосвязи.
Прежде всего нужно начать с разработки функциональной схемы системы передачи информации с использованием фазовой манипуляции.
Излучаемая мощность передатчика:
Р_изл=Р_пер∙G_а∙L_пот
Р_изл= 10 Вт.
Чтобы найти мощность собственно передатчика необходимо разделить заданную в ТЗ излучаемую мощность на коэффициент усиления антенны:
Р_пер=264 Вт
Таким образом необходимо обеспечить выходную мощность передатчика до фидерной линии 264Вт.
По техническому заданию нам надо рассчитать чувствительность приемника. Для этого используем уравнение дальности связи [1].
D= λ/2π √((Р_пер∙G_пер∙G_пр∙γ_n)/(k∙Р_прмин ))
D-дальность связи = 30 км;
– наименьшая длина волны передаваемого сигнала;
λ=30/(154∙〖10〗^(-3) )=195 м
Р_пер-мощность передатчика;
G_пер-коэффициент усиления передающей антенны;
G_пр- коэффициент усиления приемной антенны;
G_пер=G_пр=G_а=3дБ
γ_n- коэффициент несовпадения поляризации = 1;
k — коэффициент превышения сигнала над шумом = 1;
Р_прмин — чувствительность приемника.
Р_прмин=(λ^2∙Р_пер∙G_а^2)/(4∙π^2∙D^2 )=(195*195*264*4)/(4*9.86*900)
Р_прмин=033∙〖10〗^(-4)Вт
U_прмин=√(Р_прмин∙R_а )
R_а- сопротивление фидера = 50 Ом.
U_прмин=406 мВ
Чувствительность РПрУ таким образом будет равна:
U_прмин=Е_амин/2=0196 мВ
3. Разработкафункциональной схемы передающей части СПИ
Приведем функциональную схему передающей части системы передачи информации (Рисунок 3).
Рисунок 3 — Функциональная схема передающей части СПИ.
На схеме по порядку расположены: источник сигнала (полоса частот 003 – 63 кГц); усилитель; АЦП (14 разрядов); формирователь (преобразователь исходного цифрового кода в относительный код для дальнейшего получения ОФМн сигнала); задающий генератор; фазовый модулятор; усилитель; ПФ и передающая антенна.
Полная функциональная схема системы передачи информации приведена в приложении А.
4. Разработкафункциональной схемы приемной части СПИ
4.1 Функциональная схема приемника
Функциональная схема приемника в значительной мере определяется его назначением и видом модуляции сигнала. При расчете приемника применим супергетеродинную схему с одним преобразованием частоты. Настройка приемника будет осуществляться посредством перестройки гетеродина в качестве которого следует выбрать синтезатор частоты. Входная цепь также перестраиваемая. Исходя из заданного в ТЗ диапазона принимаемых частот выберем промежуточную частоту. Она должна находиться вне диапазона рабочих частот и отстоять как можно дальше от его границ. Генерируемые синтезатором частоты также не должны попадать в диапазон принимаемых частот.
Рисунок 4 — Функциональная схема приемной части СПИ
4.2Разделение на поддиапазоны.
Разделение на поддиапазоны необходимо если при неизменной индуктивности контура невозможно обеспечить перекрытие всего диапазона приемника конденсатором переменной емкости или варикапом а также для удобства и большей точности установки частоты и настройки приемника на станции. Для УКВ диапазонаК_пд≤12.
Рассчитаем коэффициент перекрытия всего диапазона и если необходимо проведем разбивку на поддиапазоны.
К_пд=f_смакс/f_смин =107≤12 где
f_смакс — максимальная частота диапазона принимаемых частот;
f_смин — минимальная частота диапазона принимаемых частот;
Разбивку на поддиапазоны проводить не нужно.
4.3Расчет ширины спектра принимаемого сигнала
Согласно ТЗ разрядность АЦП задана равной 14. Частоту дискретизации выберем согласно теореме Котельникова как удвоенную верхнюю частоту спектра передаваемого сообщения.
F_д=2∙F_в=2∙63=126кГц
Шаг дискретизации определяется следующим образом:
τ=1/F_д
За это время мы должны передать 14 двоичных знаков следовательно искомая длительность элементарного импульса:
τ_э=1/(14∙F_д )=57∙〖10〗^(-6) с
Спектр ФМн сигнала по форме близок к функцииsin⁡x/x(Рисунок 5).
Рисунок 5 – Спектр ФМн сигнала
Ширина центрального лепестка спектра ФМн сигнала определяется как2/τ_э .
Следовательно ширина спектра сигнала имеет следующее значение:
П_с=2/τ_э =350 кГц
Теперь учтем нестабильность частот генераторов и всей системы передачи информации и получим окончательное выражение определяющее полосу пропускания линейного тракта. Для этого воспользуемся [3].
Запишем выражение для ширины полосы пропускания линейного тракта:
П=П_с+∆f_з+2∆f_д=350*〖10〗^3+362
где П_с – ширина спектра сигнала;
∆f_д– доплеровское смещение частоты сигнала (в нашем случае равно 0);
∆f_з– поправка на нестабильность частот в СПИ.
Суммарная нестабильность частоты ЛТП с двойным преобразованием частоты равна:
∆f_з=2∙√(δ_с∙〖f_с〗^2+δ_г∙〖f_г〗^2+δ_н∙〖f_пч〗^2 )
где
δ_с∙f_с – нестабильность частоты сигнала передатчика;
δ_г∙f_г – нестабильность частоты гетеродина;
δ_н∙f_пч– нестабильность частоты настройки контуров РПрУ.
Значения этих величин выберем следующие:
δ_н=0
δ_г=〖10〗^(-6)
δ_с=δ_г/10=〖10〗^(-7)
Подставим численные значения и определим суммарное значение нестабильности частот.
∆f_з=2∙√(〖10〗^(-7)∙(161∙〖10〗^6 )^2+〖10〗^(-6)∙(1729∙〖10〗^6 )^2 )
∆f_з≈362 Гц
Реальная полоса пропускания линейного тракта приемника должна являться суммой ширины спектра самого сигнала и суммарной нестабильности частот приемной и передающей частей СПИ.
П=П_с+∆f_з=350*103 + 362=350362 кГц
П=350362 кГц
4.4Расчет чувствительности приемника
Методику расчета коэффициента шума РПрУ возьмем в [3].
Рассчитаем максимальный коэффициент шума по формуле Найквиста.
Р_смин=k∙T_0∙∆f∙k_ш∙q=138∙〖10〗^(-23)∙300∙350362∙〖10〗^3∙617∙100
Подставим в нее следующие данные:
1) Полоса частот
∆f=П=350362 кГц
2) ОСШ – q=20 дБ (100 раз)
3) k=138∙〖10〗^(-23)- постоянная Больцмана
4) T_0=300 К
5) Для расчета коэффициента шума линейного тракта приемника будем пользоваться литературой [3]. Запишем формулу Фриса для коэффициента шума РПрУ:
k_ш=Ш_вц+(Ш_УРЧ-1)/〖Кр〗_вц +(Ш_пр-1)/(〖Кр〗_вц∙〖Кр〗_УРЧ )
где буквой Ш с соответствующим индексом обозначен коэффициент шума узла по порядку от антенны.
1) Преселектор
Все вместе: антенна фидерная линия и первый контур представляют собой пассивную цепь приближенно для такой цепи коэффициент шума определяется как величина обратная от коэффициента передачи по мощности. Затухание вносимое этими тремя узлами составляет 3дБ (05). То есть коэффициент шума равен
Ш_1квц=1/05=2
Контура два поэтому умножим получившееся значение на 2.
Ш_2квц=4
Усилитель на базе малошумящего транзистора может иметь коэффициент шума порядка 15 – 3дБ (141 – 20) однако учтем шум вносимый вторым контуром как пассивной цепью с коэффициентом шума равным обратной величине от коэффициента передачи по мощности (15). Как указано в [3] для транзистора по схеме с общим эмиттером минимальный коэффициент шума есть удвоенный коэффициент шума самого транзистора то есть около 28 – 4.
В сумме коэффициент шума преселектора равен сумме коэффициентов шума всех его частей (фидерная линия два контура и усилительный каскад).
Ш_вц=4+4=8
При этом коэффициент передачи преселектора по мощности равен 15дБ то есть 316 раз.
2) Смеситель
Коэффициент шума микросхемы К174ПС1 – 8дБ [4]
В виду того что следующие за МШУ каскады вносят незначительный вклад в коэффициент шума ЛТП ограничимся учетом коэффициентов шума преселектора и МШУ получим коэффициент шума для ЛТП приемника
k_ш=6+(631-1)/316=617
Теперь посчитаем чувствительность РПрУ при коэффициенте шума 617.
Р_смин=k∙T_0∙∆f∙k_ш∙q=138∙〖10〗^(-23)∙300∙350362∙〖10〗^3∙617∙100Р_смин=32∙〖10〗^(-12) Вт
Теперь зная мощность найдем чувствительность выраженную в Вольтах.
U_смин=√(Р_смин∙R_а )
R_а=50 Ом
U_смин=126мкВ
4.5Расчет избирательности приемника
По зеркальному каналу:
σ_зк=n∙20 log⁡〖ξ_зк 〗
ξ_зк=Q∙((f_с+2f_пч)/f_с -f_с/(f_с+2f_пч ))
f_пч=219 МГц
Q=50÷100
f_г>f_с — верхняя настройка гетеродина.
ξ_зк=70∙((161+438)/161-161/(161+438))=332
— число контуров входной цепи примем равным 2
σ_зк=2∙20 log⁡332=6084 дБ
по ТЗ σ_зк=60 дБ
Таким образом для обеспечения требуемой избирательности по зеркальному каналу необходимпреселектор с количеством контуров не менее 2-х.
По соседнему каналу:
σ_ск=n∙20 log⁡〖ξ_ск 〗
ξ_ск=Q_экв∙[f_ск/f_с -f_с/f_ск ]
Q_экв=f_пч/П_с =(219*〖10〗^6)/(350*〖10〗^3 )=62
f_ск=f_0+П_с=219+035=2225 МГц
ξ_ск=304∙[2225/219-219/2225]=197
— число контуров примем равным 2
σ_ск=2∙20 log⁡〖197=917 дБ〗
по ТЗσ_ск=65 дБ
Таким образом требования ТЗ по избирательности по соседнему каналу полностью выполняются.
По каналу прямого прохождения:
σ_пр=n∙20 log⁡〖ξ_пр 〗
ξ_пр=Q∙|(f_пр/f_с -f_с/f_пр ) |
ξ_пр=70∙|(219/141-141/219) |=43981
— число контуров примем равным 2
σ_пр=2∙20 log⁡〖43981=1057 дБ〗
по ТЗ σ_пр=64 дБ
Для обеспечения требуемой избирательности по каналу прямого прохождения необходимо использовать фильтр входной цепи не менее чем на 2-х контурах.
Исходя из приведенных выше характеристик фильтра можно утверждать что требования ТЗ по избирательности по зеркальному каналу и каналу прямого прохождения полностью выполняются.
4.6Распределение коэффициента усиления
Рассчитаем суммарный коэффициент усиления РПрУ. Необходимые нам для этого уровень входного сигнала и требуемый уровень сигнала на входе детектора нам известны (детектор выполнен на базе микросхемы К174ПС1 входное напряжение ограничено только уровнем собственных шумов выберем его равным 1мВ).
K= U_вх/U_смин =(1∙〖10〗^(-3))/(10∙〖10〗^(-6) )=100
Переведем в децибелы получим40 дБ.
Распределим усиление по узлам функциональной схемы учитывая при этом и затухание вносимое некоторыми узлами.
1) Преселектор
Первый узел входной цепи вносит затухание 3дБ (здесь учтено влияние антенны и фидерной линии в дополнение к затуханию вносимому первым контуром)
Для малошумящего биполярного транзистора КТ368А коэффициент усиления по мощности составляет 17-18дБ. Предположим что усиление составляет 18дБ учитывая все потери получаем – 15дБ.
2) Преобразователь частоты
Выполняется на микросхеме К174ПС1. Учитывая сопротивление нагрузки Rн=1000Ом и крутизну S=45мА/В найдем коэффициент усиления по следующей формуле:
В децибелах это составит (6дБ)
3) Фильтр промежуточной частоты
Фильтр вносит затухание 6дБ в полосе пропускания соответственно как коэффициент усиления в дБ оно составит (–6дБ).
4) Усилитель промежуточной частоты
Выполнен на ИМС К175УВ4 коэффициент усиления по типовой схеме включения. Учитывая сопротивление нагрузки Rн=1000Ом и крутизну S=10мА/В найдем коэффициент усиления по следующей формуле:
Переводя в децибелы получим (20дБ)
4.7Предъявление требований к узлам
В соответствии с приведенными выше выкладками сформулируем требования предъявляемые ко всем узлам ФС.
1) Входная цепь
Центральная частота – 160МГц
Полоса пропускания – 228 МГц
Диапазон перестройки – 141 — 161 МГц
2) Усилитель радиочастоты
Центральная частота – 160МГц
Полоса пропускания – 228МГц
Диапазон перестройки – 141 — 161 МГц
Коэффициент усиления – 20дБ
3) Преобразователь
Диапазон рабочих частот до 1729МГц
Коэффициент усиления – 6 дБ
4) Фильтр промежуточной частоты
Центральная частота – 219МГц
Полоса пропускания – 350362кГц
Затухание в полосе заграждения –65дБ
5) Усилитель промежуточной частоты
Центральная частота – 219МГц
Полоса пропускания – 350кГц
Коэффициент усиления – 20дБ
6) Синтезатор частоты
Диапазон перестройки – 1629-1729МГц
Стабильность частоты –10-6
7)Детектор
Центральная частота – 219 МГц
Входное сопротивление – 50 Ом
Выходное сопротивление – 10 кОм.
5. Выбор узлов принципиальной схемы
5.1 Преселектор
Преселектор построим по схеме двухконтурная входная цепь — усилительный элемент [3]. Это позволит нам обеспечить высокую чувствительность (можно использовать в качестве усилительного элемента малошумящий транзистор дополнительно полоса рабочих частот сигнала существенно сузиться следовательно меньше шумов попадет на усилительный элемент и в дальнейшие узлы РПрУ) и при определенных условиях осуществить заданные требования по избирательности по соседнему каналу и каналу прямого прохождения ПЧ.
В качестве усилительного элемента выберем биполярный транзистор КТ368. Он предназначен для применения во входных и последующих каскадах усилителей высокой частоты.
Основные параметры транзистора КТ368А [5]
1) Граничная частота при Uкб=5В Iэ=10мА не менее 900МГц
2) Коэффициент шума при Uкб=5В Iэ=10мА на частоте 60МГц не более 33 дБ
3) Граничное напряжение питания при Iэ=10мА – 15В
4)Обратный ток коллектора при Uкб=15 В не более 05 мкА
5)Обратный ток эмиттера при Т=298 К Uэб=4 В не более 1 мкА
6) Постоянное напряжение эмиттер-база – 4В
7) Постоянный ток эмиттера (коллектора) – 30мА
8) Постоянная рассеиваемая мощность 60-225мВт
9) Температурный режим 213 – 398К (-85 – +100 по Цельсию)
Принципиальная схема преселектора изображена на рисунке (Рисунок 6).
Рисунок 6 — Принципиальная схема преселектора
Воспользуемся методикой расчета УРЧ указанной в [3].
1) Расчет элементов обеспечивающих режим работы УРЧ
Так как нам не заданы специальные требования по энергопотреблению и снижению собственных шумов используем типовой режим работы транзистора приведенный в справочнике [5]. Зададимся напряжением питания 12 В.
Определим изменение обратного тока коллектора
∆I_ко=I_ко∙2^(02∙(T_макс-T_о ) )
∆I_ко=05∙〖10〗^(-6)∙2^(02∙(343-298) )=256∙〖10〗^(-6) А
где I_ко– обратный ток коллектора при температуре T0=298K
I_ко=05 мкА;
Tmax – максимальная температура рабочего диапазона температур (см.ТЗ) равна 343 К.
Находим тепловое смещение напряжения базы
∆U_эб=γ∙(T_макс-T_мин )=18∙〖10〗^(-3)∙45=81∙〖10〗^(-3) В
Гдеγ=18 мВ/К
T_мин – минимальная рабочая температура по ТЗ равная 298К.
Рассчитываем необходимую нестабильность коллекторного тока
∆I_к=(I_к∙(T_макс-T_мин ))/T_0 =15∙〖10〗^(-3) А
где I_к – значение тока коллектора при заданном режиме работы то есть по справочнику I_к=10 мА.
Вычисляем сопротивления резисторов
R_э=(∆U_эб+(10⋯20)∙(∆I_ко)/g_11 )/(∆I_к )=(81∙〖10〗^(-3)+(10⋯20)∙(256∙〖10〗^(-6))/(6∙〖10〗^(-3) ))/(15∙〖10〗^(-3) )=623 Ом
R_2=((10⋯20)∙E_пит)/(g_11∙I_к∙R_э )=((10⋯20)∙12)/(6∙〖10〗^(-3)∙10∙〖10〗^(-3)∙623)=65 кОм
R_1=((10⋯20)∙E_пит)/(g_11∙(E_пит-I_к∙R_э ) )=((10⋯20)∙12)/(6∙〖10〗^(-3)∙(12-10∙〖10〗^(-3)∙623) )=693 кОм
Подсчитаем емкость шунтирующего конденсатора:
C_4=500/(ω_0∙R_э )=500/(2∙π∙f_0∙R_э )=829 пФ
2) Расчет параметров колебательных контуров
Первый колебательный контур должен выполнять согласование выходного сопротивления фидерной линии (75Ом) и входного сопротивления усилительного каскада. Входное сопротивление такого усилительного каскада приближенно определяется как сопротивление цепи смещения R3=6кОм.
Рассчитаем параметры контура L Cи R.
Зададимся конструктивной добротностью для диапазона частот 149-159МГц равной 90.
Общая емкость контура для частот порядка 141 — 161 МГц должна составлять порядка 15…40 пФ. Пусть общая емкость контура на максимальной частоте настройки будет равна C_кмин=15 пФ. Она складывается из
C_кмин=C_(VD1 мин)+C_п1+C_1+C_L+m^2 (C_вых+C_м1 )+n^2 (C_вх+C_м2 )
где C_(VD1 мин) – минимальная емкость варикапа VD1;
C_1 – емкость постоянного конденсатора С1 необходимого для уменьшения коэффициента перекрытия по емкости варикапа VD1;
C_п1 – средняя емкость подстроечного конденсатора Сп1;
C_L1 пФ – паразитная емкость катушки индуктивности;
C_м1≈C_м2≈17 пФ – паразитные емкости монтажа со стороны выхода фидерной линии и входа УРЧ;
C_вых≈0 – выходная емкость фидера.
m – коэффициент связи контура с фидерной линией (он равен 1);
n – коэффициент связи контура со входом следующего каскада.
Индуктивность катушки L1 будет равна
L_1=1/(4∙π^2∙〖f_смакс〗^2∙C_кмин )=1/(4∙〖314〗^2∙(161∙〖10〗^6 )^2∙15∙〖10〗^(-12) )=0065 мкГн
Общая емкость контура на нижней частоте настройки должна составлять
C_кмакс=1/(4∙π^2∙〖f_смин〗^2∙L_1 )=1/(4∙〖314〗^2∙(141∙〖10〗^6 )^2∙0065∙〖10〗^(-6) )=1615 пФ
Характеристическое сопротивление контура
ρ=√(L_1/C_к )=√((0067∙〖10〗^(-6))/(1715∙〖10〗^(-12) ))=625 Ом
Проводимость ненагруженного контура
G_к=1/(ρ∙Q_к )=1/(625 ∙90)=178 мкСм
Требуемая проводимость нагруженного контура (при которой будет обеспечена эквивалентная добротность Qк.экв=f/П=625) составляет
G_кэкв=1/(ρ∙Q_кэкв )=1/(625 ∙304)=5263 мкСм
Проводимость нагруженного контура определяется следующим выражением:
G_кэкв=G_к+m^2∙g_вых+n^2∙g_вх
где g_вых=1/r_вых =1/50=002 См– выходная проводимость фидера;
g_вх=1/r_вх =1/(6∙〖10〗^3 )=017 мСм– входная проводимость следующего каскада.
Определим коэффициент связи с нагрузкой nQ при котором будет получена требуемая эквивалентная добротность контура:
n_Q=√((G_кэкв-G_к-m^2∙g_вых)/g_вх )=√((5263 ∙〖10〗^(-6)-178 ∙〖10〗^(-6)-1^2∙002)/(017 ∙〖10〗^(-3) ))≈01
Рассчитаем вносимую в контур емкость
C_внос=C_п1+m^2∙(C_вых+C_м1 )+n^2∙(C_вх+C_м2 )≈9 пФ
Необходимо чтобы Свнос не превышало 40-50% от минимальной общей емкости контура Ск.min(в данном случае Свнос составляет около 35% от общей емкости).
Найдем емкости конденсаторов VD1 С1 Сп1:
C_п1+C_1+C_(VD1 мин)=C_кмин-C_внос=11 пФ
C_п1+C_1+C_VD1мин=C_кмакс-C_внос=21 пФ
Таким образом изменение емкости варикапа должно составлять
21 пФ-11 пФ=10 пФ (варикап КВ109В).
В качестве подстроечного можно использовать конденсатор типа CTC-05-06RA емкостью 2…6 пФ
Емкость постоянного конденсатора С1 будет равна
C_1=21 пФ-C_п1-C_(VD1 мин)=4 пФ
Из стандартного ряда Е24 выберем С4 = 39 пФ [Приложение Л].
Расчет второго колебательного контура во многом повторяет расчет первого отличие состоит только в коэффициентах связи так как мы имеем дело с другими значениями входной и выходной проводимостей.
При использовании в качестве преобразователя частоты (который является нагрузкой рассчитываемого УРЧ) также ИМС К174ПС1 входные характеристики следующего каскада в этом же частотной диапазоне будут равны [4]:
-входное сопротивление r_вх=05 кОм;
— входная емкость C_вх=20 пФ.
Характеристическое сопротивление контура
ρ=√(L_1/C_к )=48 Ом
Проводимость ненагруженного контура
G_к=1/(ρ∙Q_к )=1/(48∙90)=231 мкСм
Требуемая проводимость нагруженного контура (при которой будет обеспечена эквивалентная добротность Qк.экв=304) составляет
G_кэкв=1/(ρ∙Q_кэкв )=1/(48∙304)=6853 мкСм
Проводимость нагруженного контура определяется следующим выражением:
G_кэкв=G_к+m^2∙g_вых+n^2∙g_вх
где g_вых=1/r_вых =00071 мСм– выходная проводимость транзистора;
g_вх=1/r_вх =2 мСм– входная проводимость следующего каскада.
Определим коэффициент связи с нагрузкой nQ при котором будет получена требуемая эквивалентная добротность контура (m=02):
n_Q=√((G_кэкв-G_к–m^2∙g_вых)/g_вх )≈0344
Выберем из стандартного ряда значений:
C7 = 001мкФ
C10=39пФ
C12 = 13пФ
C13=001мкФ
C14 = 001мкФ
C15=001мкФ
C17=13пФ
R3=51кОм
R4 =51кОм
R5=68 кОм
R6=68 кОм
R7=68 кОм
R8=68 кОм
5.2 Смеситель
Рисунок 7 — Смеситель
В соответствии с типовой схемой включения С19-С21≈01мкФ
Q_экв=f_пч/П=(219∙〖10〗^6)/(035∙〖10〗^6 )=61
Для данного диапазона частот емкость контура должна составлять 15…40пФ. Находим по формуле Томпсона значение L:
L=1/(4∙π^2∙〖f_ПЧ〗^2∙C)=1/(4∙〖314〗^2∙(219∙〖10〗^6 )^2∙40∙〖10〗^(-12) )=133 мкГн
Итак мы имеем L=133 мкГн C=40 пФ.
Найдем сопротивление контура исходя из значения добротности и характеристического сопротивления:
R_экв=ρ∙Q_экв=√(L/C)∙Q_экв=√((036 ∙〖10〗^(-6))/(15∙〖10〗^(-12) ))∙61=94 кОм
Выберем из стандартного ряда значений:
C18= 1000 пФ
C19= 01 мкФ
C20= 01 мкФ
C21=01 мкФ
C22= 39 пФ
R9= 56 кОм
5.3 Фильтры промежуточной частоты
Фильтры промежуточной частоты построим с помощью пакета программ схемотехнического моделирования MicroCap 9. Параметры фильтров определяются значениями промежуточной частоты шириной спектра сигнала и избирательностью по соседнему каналу.
Таким образом параметры фильтр следующие:
центральная частота – 219МГц
полоса пропускания – 350кГц
затухание в полосе заграждения – 67дБ
Принципиальная схема фильтра показана на рисунке (Рисунок 8).
Рисунок 8 — Схема принципиальная фильтра ПЧ
L1=12811833мкГн
L2=1285837мкГн
L3=1285837мкГн
С1=1684104нФ
С2=412231нФ
Рисунок 9 — АЧХ ФПЧ моделирование в MicroCap
По рисункуможно сделать выводы что данная схема обеспечивает избирательность 335дБ по соседнему каналу.
Для того чтобы обеспечить необходимую по ТЗ избирательность по соседнему каналу мы будем использовать два таких фильтра.
5.4Синтезатор частоты
Синтезатор частот выполним на базе микросхемы КФ1015ПЛ2. Ниже приведено описание этой микросхемы.
Микросхемы КФ1015ПЛ2 предназначены для построения современных цифровых синтезаторов частоты с системой ФАПЧ работающих в диапазонах KB УКВ и СВЧ. Приборы изготовлены по технологии КМОП на быстродействующих транзисторах с поликремневым затвором.
В состав микросхемы входят генератор образцовой частоты foбp делитель образцовой частоты усилитель-формирователь входных импульсов ВЧ делитель частоты с программируемым коэффициентом деления (состоящий из двухмодульногопредделителя частоты на 31 и 32 пятиразрядного счетчика управления предделителем и двенадцати старших разрядов делителя) двадцатиразрядные приемный и буферный регистры.
Включенная по типовой схеме с необходимыми навесными компонентами микросхема способна работать с уменьшенным энергопотреблением в цифровых синтезаторах частоты метрового и дециметрового диапазонов.
Микросхемы КФ1015ПЛ2 выпускают в миниатюрном пластмассовом корпусе 4308.16-1 с пластинчатыми выводами. Масса прибора не более 03г.
Структурная схема прибора показана на рисунке (Рисунок 10). Цоколевка микросхемы:
Вывод 1 – общий вывод приемного и буферного регистров программируемого делителя частоты и частотно-фазового детектора;
выв. 2 и 3 – выходы частотно-фазового детектора (сигналы управления ГУНом);
Вывод 4 – контрольный выход индикации фазовой синхронизации в петле ФАПЧ;
Вывод 5 – вход ВЧ сигнала усилителя-формирователя тракта программируемого делителя частоты;
Вывод – выход программируемого делителя частоты;
Вывод 7 – вход сигнала разрешения перезаписи информации из приемного регистра в буферный (вход Т);
Вывод8 – вход сигнала тактирования приемного регистра (вход С);
Вывод 9 – плюсовой вывод питания;
Вывод10 – вход сигнала управления коэффициентом деления (вход D);
Выводы11 и 12 – выводы подключения кварцевого резонатора к генератору образцовой частоты;
Вывод 13 – вход сигнала отключения выхода делителя образцовой частоты (при высоком уровне на выводе 13);
Вывод 14 – выход делителя образцовой частоты (при низком уровне на выв. 13) или вход частотно-фазового детектора (при высоком уровне на выводе 13);
Вывод15 – общий вывод генератора образцовой частоты и делителя этой частоты;
Вывод 16 – контрольный выход приемного регистра.
Рисунок 10 — Структурная схема микросхемы КФ1015ПЛ2А
Рисунок 11 — Формат информационного слова
Вывод12 служит также входом сигнала внешнего генератора образцовой частоты. При внешнем образцовом генераторе кварцевый резонатор к выводам 11 12 не подключают а элементы внутреннего генератора служат усилителем-формирователем внешнего сигнала.
Основные технические характеристики
Номинальное напряжение питания В 45…55
Пределы коэффициента деления тракта программируемого делителя частоты 992-131071
Шаг изменения коэффициента деления…………1
Коэффициенты деления делителя образцовой частоты 10; 20; 40; 100; 200; 400; 800; 1000
Пределы входной частоты тракта программируемого делителя частоты
МГц для КФ1015ПЛ2А 20-1000
Пределы входной частоты делителя образцовой частоты МГц 1 – 60
Чувствительность усилителя-формирователя тракта программируемого делителя Вэфф=03…09
Чувствительность входа внешнего образцового генератора (выв. 12) мВэфф 80…100
Потребляемый ток мА не более 14
Выходное сопротивление выходов частотно-фазового детектора Ом не
более для выв. 2 300
выв. 3 200
Выходное сопротивление Ом не более выходов
делителя образцовой частоты (выв. 14) 200
индикации фазовой синхронизации (выв. 4) 200
генератора образцовой частоты (выв. 11) 200
Входной ток мкА не более входов буферного регистра (выв. 7) и приемного регистра (выв. 810)±1
Входной ток мкА входа усилителя-формирователя (выв. 5) и входа
сигнала внешнего генератора образцовой частоты (выв. 12) при логическом
уровне низком –35
высоком +35
Рабочий температурный интервал °С -45…+70
Предельно допустимые значения
Напряжение питания В 27…6
Напряжение электростатического пробоя по выводам В не менее 150
Наибольшая допустимая температура °С +85
Наименьшая допустимая температура °С минус 60
Коэффициентом деления программируемого делителя частоты управляют подачей на входы регистров буферного и приемного сигналов в двоичном коде в виде информационного слова задаваемого микропроцессором или контроллером. Формат информационного слова представлен на рисунке 10.
Вид управляющих сигналов представлен на рисунке 11. Первыми в приемный регистр вводят биты 1 – 3 слова определяющие выбор коэффициента деления N0 делителя образцовой частоты согласно таблице. Биты 4 – 20 задают коэффициент деления N программируемого делителя (четвертый бит – старший). Скорость введения слова – не более 5 Мбит/с. Логические уровни управляющих сигналов на выводах 781013: низкий – менее 03 Uпит высокий – более 07Uпит
Таблица 1- Зависимость коэффициента деления от сетки частот ГУНа
Для показанного на рисунках 10 и 11 примера N= 71428 No = 40. Фиксация информации в каждом разряде приемного регистра происходит по отрицательному перепаду тактовых импульсов. Длительность импульса перезаписи информации из приемного регистра в буферный– не менее 01 мкс. Длительность фронта и спада управляющих сигналов на входах приемного и буферного регистров – не более 002 мкс.
Структурная схема цифрового частотного синтезатора с ФАПЧ представлена на рисунке 12. Рассмотрим работу микросхемы в кольце ФАПЧ при переходе с частоты fГУНl на ГУН2 для случая когда fГУН2>fГУНl. Для того чтобы на входах частотно-фазового детектора были сигналы одной частоты сравнения F0 выходная частота генератора управляемого напряжением должна удовлетворять условию: fo/No=fg/N; F0 — минимальный шаг частотной сетки ГУНа. Изменение на единицу коэффициента N приводит ксоответствующего знака изменению fg на F0.
В первый момент после изменения N частота сигнала на выходе программируемого делителя станет меньше и частотно-фазовый детектор начинает вырабатывать корректирующие импульсы которые фильтр нижних частот преобразует в повышенное напряжение Uynp на выходе ФНЧ. Это напряжение поступает на варикапы ГУНа и повышает его выходную частоту до тех пор пока значения частоты сигналов на обоих входах частотно-фазового детектора не сравняются фазовая разность после этого будет поддерживаться постоянной.
Зона нечувствительности частотно-фазового детектора обусловленная этим процессом не превышает 1…2 нс. Схемотехника прибора КФ1015ПЛ2 выполнена с акцентом на получение минимально возможной (для используемого типа дискриминатора) зоны нечувствительности. Длительность переходного процесса при установке новой частоты обратно пропорциональна частотеF0 а также зависит от постоянной времени ФНЧ. Типовые значения длительности переходного процесса находятся в пределах 10…100 мс. В течение переходного процесса на контрольном выходе (выв. 4) частотно-фазовый детектор формирует широтноимпульсный сигнал а в режиме фазового синхронизма – высокий уровень. Это удобно использовать для бесшумной перестройки радиотракта.
Рисунок 12 — Вид управляющих сигналов
Типовая схема включения прибора КФ1015ПЛ2 показана на рисунке(Рисунок 14). Здесь на операционном усилителе DA1 собран активный ФНЧ. Такая схема обеспечивает широкий частотный интервал и малое время перестройки. Разновидность типовой схемы включения с пассивным ФНЧ представлена на рисунок (Рисунок 15).
Если в синтезаторе частоты использован встроенный образцовый кварцованный генератор нужно учитывать что кварцевый резонатор должен работать на параллельном резонансе.
Рисунок 13 — Структурная схема цифрового частотного синтезатора с ФАПЧ
При внешнем образцовом генераторе его выходное напряжение подают на выводе 12 микросхемы через разделительный конденсатор емкостью 1000…10 000 пФ. При включении синтезатора следует первым подавать напряжение питания а затем – все остальные внешние сигналы (допускается одновременная подача питания и внешних сигналов). Выключают синтезатор в обратной последовательности. Существенной экономии энергопотребления микросхемы (при работе в частотном интервале до 600 МГц) можно достигнуть понижением напряжения питания до 33…4 В–потребляемый ток при этом уменьшается до 4…5 мА а чувствительность по ВЧ входу (выв. 5) улучшается.
В случае внешнего использования выходного сигнала программируемого делителя частоты вывод 6 микросхемы следует соединить с плюсовым проводом питания через резистор сопротивлением 1 кОм. На выходе будут импульсы низкого уровня длительностью 32Тгун где Tгун период входного сигнала на ВЧ входе (вывод 5).
Действие мощных импульсных помех по входам или цепям питания приводящее к возникновению «тиристорного» эффекта можно ослабить включением в разрыв провода от вывода 9 ограничительного резистора сопротивлением 50…1000М.
В перечне технических характеристик микросхемы указан нижний предел коэффициента деления программируемого делителя частоты равный 992. Реально это значение значительно меньше минимально возможное – 62 но шаг изменения коэффициента деления на этом участке может отличаться от 1.
Рисунок 14 — Типовая схема включения прибора КФ1015ПЛ2
Рисунок 15 — Разновидность типовой схемы включения с пассивным ФНЧ
Функциональный состав:
I– приемный регистр емкостью 20 бит;
II – буферный регистр емкостью 20 бит;
III IV– буферные усилители;
V–поглощающий семиразрядный счетчик;
VI– делитель с переменным коэффициентом деления (12 разрядов);
VII– логический блок управления;
VIII– делитель опорной частоты;
IX– ключ;
X– частотно-фазовый дискриминатор;
XI– дополнительный транзистор для построения активного интегрирующего фильтра.
Назначение выводов:(в корпусе 238.16-2):
– выход индикации захвата (01);
– общий;
– сток транзистора VT1 (выход интегрирующего фильтра OIF);
– затвор транзистора VT1 (вход интегрирующего фильтра IIF);
– информационный вход (D);
– вход синхросигнала (SYN);
– вход тактового импульса перезаписи (Т);
8 – вход поглощающего счетчика делителя с переменным коэффициентом деления (ID);
9 – напряжение питания (+1В);
– выход на переключение внешнего делителя типа Р/Р+1;
– выход усилителя сигнала кварцевого резонатора (OOSC);
– вход усилителя сигнала кварцевого резонатора (IOSC);
– отключение ЧФД;
– выход опорного делителя (ORP);
– выход делителя с переменным коэффициентом деления (OFF);
– выход частотно-фазового дискриминатора (OF).
Основные параметры
Номинальное напряжение питания 5В
Ток потребления при Uп=55 В Uвх1=32 В Uвх0= 045 В не более: при fвх= 6 МГц Uвх = 04В:
Т = +25°С 10 мА
Т = +70 °С 95 мА
Т = 45°С 11мА
Выходное напряжение высокого уровня на выводах 1 и 11 при
Uп = 45 В Iвых = 03 мА Т = +25 0С не менее 32 В.
Выходное напряжение низкого уровня на выводах 1 и 1 при Uп =55 В
Iвых = 03 мА Т = +25 °С не более 16В.
Напряжение насыщения дополнительного транзистора при Uп = 55 В
Iс = 15мАТ = –45…+70°Снеболее 015В.
Выходное напряжение ЧФД (выв. 16)
при Uвх1=32 В Uвх0 =045 В Iвых = 03мАТ = +25°С:
высокого уровняUп=45 В не менее 32 В.
низкого уровня Uп=55 В не более 16В.
Выходное напряжение высокого уровня на выходе переключения внешнего делителя (выв. 10) при Uп =–45 В Uвх1=32 В Uвх0= 045 В Iн = 16мА Т = +25 °С не менее 32 В.
Входной ток при высоком уровне входного напряжения
(по выводам 5 67 12 13) при Uп = 55 В Uвх = 55 В Т =+25 °С не более 10 мкА.
Входной ток при низком уровне входного напряжения
(по выводам 5 6 7 12 13) при Uп = 55 В Uвх = 0 В Т = +25°Сне более 10 мкА.
Входной ток по входу ДПКД и ПС (по выводу 8) при Uп = 55 В Т = +25°С
не более:
при низком уровне входного напряжения (Uвх=0) 80 мкА
при высоком уровне входного напряжения (Uвх=55 В) 80 мкА
Ток при выключенном состоянии дополнительного транзистора приUп = 55ВТ=+25°С не более 07мкА
Коэффициенты деления при = 45 В Uвх1= 32 В Uвх0= 045 В
f = 45…6 МГц Uвх А = 04…08 В Т= +25 °С: поглощающего счетчика:
минимальный 1
максимальный 127
делителя с переменным коэффициентом деления:
минимальный 16
максимальный 4095
опорного делителя (устанавливаемые) 2560 или 1024
Предельные эксплуатационные данные:
Напряжение питания……………… 45…55 В
Максимальное напряжение сток-исток дополнительного транзистора 165 В.
Входное напряжение на выводе 4 –05…+ (Uп+05) В
При налаживании изготовленного синтезатора частоты рекомендуем придерживаться определенной последовательности операций. После включения питания следует убедиться в наличии стабильного по частоте и уровню образцового напряжения на выв. 14. В противном случае проверяют осциллографом с высокоомным входом наличие сигнала близкого по форме к синусоидальному на выводе 11. Программируют коэффициент деления программируемого делителя в соответствии с выражением
Если сигнал контроля захвата системы ФАПЧ показывает отсутствие синхронизма (светит светодиод HL1) то необходимо перестраивать ГУН (подстроечными элементами) до тех пор пока светодиод не погаснет и напряжение на выходе ФНЧ не установится на уровне 05 от максимального.
Правильно настроенное кольцо ФАПЧ обеспечивает полную перестройку ГУНа при изменении управляющего напряжения от 01 до 09 максимального значения. Необходимо иметь в виду что крутизну характеристики ГУНа не следует устанавливать большей 15…2 МГц/В из-за ухудшения спектра синтезируемого сигнала (увеличения уровня шумов).
Указанные на типовых схемах номиналы резисторов и конденсаторов -усредненные. В конкретных случаях потребуется подборка некоторых элементов. Так например выбор постоянной времени ФНЧ зависит от необходимости установки двух противоречивых параметров скорости перестройки частоты и уровня подавлениясигналов с частотой сравнения по отношению к сигналу синтезируемой частоты (увеличение постоянной времени приводит к снижению скорости перестройки). Понятно что большие значения (05…1 МГц) позволяют достичь высокой скорости перестройки (до 150 мкс) при весьма глубоком подавлении (60…65 дБ) частоты сравненияF0.
Теперь определим требования к ГУНу и самой микросхеме КФ1015ПЛ2.
Диапазон частот перестройки синтезатора частот – от 137 до 146МГц. Шаг сетки частот 10кГц.
Определимся с форматом информационного слова на входе синтезатора частоты. Для обеспечения сетки частот 10кГц при образцовой частоте 10МГц (частота кварцевого резонатора) необходимо осуществить деление образцовой частоты на 1000 что соответствует коду 011 первых трех бит информационного слова. Теперь разделим значение верхней частоты гетеродина на шаг сетки 146МГц/10кГц = 14600 мы получили максимальный коэффициент деления сигнальной частоты ГУНа что соответствует коду с 4-го по 20-й биты – 0011100100001000 для нижней частоты соответственно получим: 13700 и 0011010110000100. То есть для схема управления синтезатором частот должна выдавать информационные слова из указанного диапазона (от нижней до верхней частоты).
Ввод значения частоты осуществляется посредством клавиатуры.
Исходя из значений верхней и нижней рабочих частот рассчитаем параметры колебательного контура ГУНа схема которого изображена на рисунке 16.
Рисунок 16 — Принципиальная схема ГУН
Мы влияем на параметры колебательного контура L1 C1 посредством изменения емкости варикапа VD1 с выхода ГУНа необходимая нам частота идет на устройство сравнение (на систему ФАПЧ) и на вход первого преобразователя частоты.
Рассчитаем параметры колебательного контура.
Для данного диапазона частот емкость должна быть в пределах 15 – 40пФ выберем ее равной
Пусть общая емкость контура на максимальной частоте настройки будет равна C_1=15 пФ. f_максравна 1729 МГц fmin равна 1629МГц.
Индуктивность катушки L1 будет равна
L_1=1/(4∙π^2∙〖f_макс〗^2∙C_1 )=1/(4∙〖314〗^2∙(1729∙〖10〗^6 )^2∙15∙〖10〗^(-12) )=0774мкГн
Мы определились с минимальной емкостью. Теперь найдем максимальную емкость колебательного контура
C_4=1/(4∙π^2∙〖f_мин〗^2∙L_1 )=1/(4∙〖314〗^2∙(1629∙〖10〗^6 )^2∙0774∙〖10〗^(-6) )=177 пФ
Таким образом изменение емкости варикапа должно составлять Сmax – C4=177 – 15=27пФ.
В качестве такого варикапа можно использовать КВ129А его емкость меняется от 22пФ до 72пФ.
5.5Усилитель РЧ
Рисунок 17 — Усилитель промежуточной частоты
В качестве усилителя радиочастоты мы использовали К175УВ4. Так как выбрав данную микросхему мы использовали её по типовой схеме включения то воспользуемся следующими данными приведенными в справочной литературе [4]
С1-С6 С8=0.068 мкФ
L2≈0.1мкГн
R1=75Ом
R2 =2кОм
Рассчитаем параметры резонансного контура (С18 L2) который выступает в качестве нагрузки усилителя.
Q_экв=f_пч/П=(219∙〖10〗^6)/(035∙〖10〗^6 )=61
Для данного диапазона частот емкость контура должна составлять 15…40пФ. Находим по формуле Томпсона значение L:
L=1/(4∙π^2∙〖f_ПЧ〗^2∙C)=1/(4∙〖314〗^2∙(219∙〖10〗^6 )^2∙15∙〖10〗^(-12) )=036 мкГн
Итак мы имеем L=036 мкГн С=15пФ.
Найдем сопротивление контура исходя из значения добротности и характеристического сопротивления:
R_экв=ρ∙Q_экв=√(L/C)∙Q_экв=√((036 ∙〖10〗^(-6))/(15∙〖10〗^(-12) ))∙61=94 кОм
Выберем из стандартного ряда значений:
C1-C6= 68пФ
C8= 68пФ
R1=75Ом
R2 =2кОм
5.6Детектор
Детектор ОФМн А2 построен по автокорреляционной схеме. Задержка сигнала осуществляется на длительность элементарной посылки то есть на 28 мкс. Далее задержанный сигнал и основной перемножаются (вычисляется их автокорреляционная функция) в результате чего на выходе детектора получаем исходное цифровое сообщение.
5.7Оконечное устройство
Оконечное устройство А3 производит перевод полученного на выходе детектора сигнала в необходимую для дальнейшей работы форму. Дополнительно выполняется согласование выходного сопротивления РПрУс входным сопротивлением нагрузки.
6. ОПИСАНИЕ РАБОТЫ ПРИЕМНИКА
Итак приемник функциональная схема которого приведена на чертеже ТКГУ. 464000.015 Э2 работает следующим образом:
Электромагнитные волны свободного пространства представляющие собой сигнал с относительной фазовой манипуляцией на частоте принимаются антенной.
Колебания радиочастоты возникшие во входной цепи поступают на усилитель радиочастоты. На выходе получаем сигнал усиленный до уровня необходимого для нормальной работы смесителя D2 выполненного на ИМС К174ПС1.
Таким образом осуществляет гетеродинное преобразование ОФМн-сигнала т.е. линейный «перенос» спектра принимаемого сигнала по оси частот без изменения его амплитудных и фазовых соотношений в область промежуточной частоты. Формирование спектра преобразованного сигнала обеспечивается в результате воздействия на нелинейную цепь напряжений преобразуемого сигнала и вспомогательного колебания которое называется гетеродинным. Гетеродинное колебание вырабатывается генератором называемым гетеродином G2. В данной схеме используется верхняя настройка гетеродина для увеличения избирательности по зеркальному каналу. После преобразователя сигнал фильтруется фильтром Z2 и усиливается в УПЧ D1 и снова проходит через фильтр Z1.Затем сигнал поступает на детектор А2.
С выхода детектора сигнал подается на оконечное устройствоA3 в состав которого входят 2 компаратора- первый срабатывает по высокому уровню сигнала что соответствует логической «1» второй срабатывает по низкому уровню сигнала что соответствует логическому «0».И наконец мы попадаем на выход где имеем последовательность прямоугольных импульсов (нулей и единиц) то есть наш исходный сигнал в цифровой форме.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В результате выполнения курсового проектирования был разработан приемник для приема ОФМн-сигналовудовлетворяющий требованиям технического задания.
Избирательность по зеркальному каналу составила не менее 60дБ. Обеспечение избирательности по соседнему каналу обеспечивается применением высококачественных фильтров.
Требования к глубине АРУ были полностью удовлетворены применением в приемнике интегральных микросхем К175УВ4 К174ПС1.
За счет применения ИМС уменьшены размеры приемника и его вес. Этим также достигается повышение механической прочности и устойчивости к вибрации. Стоимость данного приемника оказывается меньше чем при использовании дискретных элементов.
СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
Семенихин А.И. «Электродинамика и распространение радиоволн». Учебно-методическое пособие 125 с.Таганрог ТРТУ 1989 г.
Капчинский Л.М. «Конструирование и изготовление телевизионных антенн».2-е издание.М.издательство«Радио и Связь».С.120.Вып. 1216
Проектирование радиоприемных устройств. Под ред.А.П. Сиверса. Учеб. пособие для вузов. М.: — «Сов. радио» 1876. 488 с.
НоваченкоВ.М. ПетуховВ.М. БлудовИ.П. ЮровскийА.В.. «Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры» Справочник. М.: Радио и связь 1989. – 384 с.:ил.
Полупроводниковые приборы: транзисторы. Справочник. Под редакцией Н. Н. Горюнова. М ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ1985.
ХанзелГ.Е.Справочник по расчету фильтров. М Сов. Радио1974.
Проектирование передатчиков СВЧ. Под редакцией Г.М. Уткина Москва Сов радио 1979 год.
Румянцев К.Е. ТимоновВ.В. Приемники профессиональной связи: методическое руководство по курсовому проектированию. N2363. ТРТУ Таганрог 2000 г.
Белкин М.К. и др. Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных устройств. 2-е изд. Киев ВЫЩА ШКОЛА 1988г.
Зикий А.Н. Помазанов А.В. Анализ систематических погрешностей ЧД на ЛЗ. В кн. Вопросы обработки сигналов в системах пассивной радиолокации. Таганрог. Вып. 4(9). 1987 с.61-63.
Трещук Р.М. Терщук К.М. Седов С.А.. Справочник радиолюбителя: полупроводниковые приемно-усилительные устройства. 2-е изд. Киев НАУКОВА ДУМКА 1982г.
Румянцев К.Е. Клюй А.А.. Входные устройства радиоприемников:учебно-методическое пособие. Таганрог ТРТУ 1994 г.
ПомазановА.В. Румянцев К.Е. Гетеродины радиоприемников: учебное пособие. Таганрог ТРТУ. 1998 г.
Усатенко С.Т. Каченюк Т.К. Терехова М.В. Выполнение электрических схем по ЕСКД. Москва Издательство стандартов 1968г.
ГОСТ 2.731-68.
Помазанов А.В. Литюк В.И.. Методическое руководство по курсовому проектированию радиовещательных приемников. Таганрог: ТРТУ1998.
Москатов Е.А. Справочник по полупроводниковым приборам. Издание 2.- Таганрог 219 с. ил.
ПРИЛОЖЕНИЕ А – Схема электрическая функциональная (Э2)